IPM智能功率模塊不僅將電力電子開(kāi)關(guān)器件和驅(qū)動(dòng)電路集成在一起，內(nèi)部同時(shí)集成了過(guò)電壓，過(guò)電流和過(guò)熱等檢測(cè)電路，并可以將故障信息傳遞給 DSP 芯片，目前 IPM智能功率模塊廣泛地應(yīng)用于變頻器，伺服驅(qū)動(dòng)器等設(shè)備上。
伺服驅(qū)動(dòng)器產(chǎn)品主要應(yīng)用于高精度數(shù)控機(jī)床，機(jī)器人，軌道交通等行業(yè)，需要高精度高分辨率，在實(shí)際使用過(guò)程中會(huì)出現(xiàn)低速抖動(dòng)等情況，針對(duì)此類問(wèn)題，需要提出修改Sigma Delta 濾波器模塊(SDFM)硬件電路設(shè)計(jì)來(lái)改善低速抖動(dòng)的情況。
1、IPM智能功率模塊內(nèi)部架構(gòu)
本文主要簡(jiǎn)述深華穎半導(dǎo)體IPM模塊，IPM內(nèi)部架構(gòu)主要如圖1所示此類IPM 屬于C型IPM模塊，包含6臂IGBT,6個(gè)快恢復(fù)二極管和集成電路的組合，主要采用窄脈沖電平位移技術(shù)實(shí)現(xiàn)從低電壓向高壓電平的轉(zhuǎn)換，從而用于上臂 IGBT 控制，并采用自舉電容電路(bootstrap Circuit)獲得上臂浮動(dòng)電源，這使得驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)得到極大的簡(jiǎn)化，成本得到降低，在逆變器，伺服驅(qū)動(dòng)器等功率變換器件中得到應(yīng)用。
圖一：IPM內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖
2、IPM用于伺服驅(qū)動(dòng)的柵極控制電路
IPM 驅(qū)動(dòng)電路主要是由自舉電路 (bootstrap Circuit)，驅(qū)動(dòng)芯片(Driver IC)和IGBT組成，圖2為IPM的柵極驅(qū)動(dòng)控制電路模型，IPM選用了深華穎半導(dǎo)體生產(chǎn)的SYIM656-DGT。自舉電路(bootstrap Circuit)主要提供上臂IGBT柵極驅(qū)動(dòng)能力其中基本包含了自舉電容 bootstrap C，自舉二極管 bootstrap D和限流電阻 bootstrap R，其中自舉電容 bootstrap C 提供上臂IGBT 推載能力，自舉二極管防止電流回充，限制電流方向，但是會(huì)產(chǎn)生順偏的管壓降，bootstrap R 是一個(gè)限流電阻，決定電容充電時(shí)間的快慢自舉電路的目的就是讓上臂的 Gate-Emitter 端有一個(gè)足夠的能量去開(kāi)起上臂的IGBT，而此能量就是通過(guò)對(duì) bootstrap C 充電進(jìn)而達(dá)成目的。上臂IGBT與下臂IGBT 是選接的方式連接而成，因此上臂開(kāi)啟所需的能量是上臂的柵極與上臂的發(fā)射極間需要一定的跨壓，但當(dāng)下臂關(guān)閉時(shí)，上臂準(zhǔn)位處于微浮接的狀態(tài)，有機(jī)會(huì)導(dǎo)致誤動(dòng)作誤開(kāi)啟IGBT，因此藉由 bootstrap C提供GE端一個(gè)穩(wěn)定的電壓信號(hào)Vge。
在初始狀態(tài)自舉電容(bootstrap C)上無(wú)電荷時(shí)，控制端會(huì)先通過(guò) LVIC將N側(cè)IGBT開(kāi)啟，此時(shí)UVW為N(GND)低電位，HVIC 和 LVIC 的控制電源 15V 會(huì)通過(guò)自舉電路對(duì)自舉電容充電當(dāng) bootstrap C 充到一定標(biāo)準(zhǔn)后，LVIC 會(huì)關(guān)閉N側(cè)IGBT，而HVIC會(huì)發(fā)出ON的命令通過(guò) bootstrap C 上的能量去驅(qū)動(dòng)上臂IGBT開(kāi)啟以此充放電方式不斷重復(fù)，進(jìn)而可使 U.vw輸出;而柵極驅(qū)動(dòng)電路是采用光電耦合隔離方式使得控制端弱電側(cè)和功率端強(qiáng)電側(cè)進(jìn)行隔離，T的ISO7760F 這款芯片在單一IC 就有6個(gè)獨(dú)立的光電隔離通道，所以只要1顆IC就可以滿足一軸6臂PWM 訊號(hào)的需求;ISO7760F 一次側(cè)界面為邏輯輸入緩沖器 (logic input buffer)無(wú)需推動(dòng)電流，故可以DSP 邏輯直接推動(dòng)。
對(duì)于一般永磁電機(jī)控制而言，Id 電流命令為零，而Ig 電流命令則是直接正比于扭力命令大小。此兩軸電流命令分別與后級(jí)上電流傳感器所感測(cè)到的電流回授相減，得到電流誤差，此差值經(jīng)過(guò)電流回路控制器的調(diào)節(jié)，輸出兩軸電壓命令，然后此兩軸電壓命令會(huì)根據(jù)透過(guò)反坐標(biāo)轉(zhuǎn)換，轉(zhuǎn)為 ABC 三相電壓命令。再透過(guò)電壓空間向量波寬調(diào)變(SVPWM)，計(jì)算出功率模塊三橋分別需要的開(kāi)啟時(shí)間。DSP所提供的ePWM 模塊，可以設(shè)定上下臂所需要保留的死區(qū)時(shí)間，自動(dòng)換算成IGBT六個(gè)柵極信號(hào)。3.1交流伺服驅(qū)動(dòng)器的電流回路模型
3.1、交流伺服驅(qū)動(dòng)器的電流回路模型如圖3所示，其中 Matlab/simulink 模型部分主要包含:
圖三：電流回路模型
(1)扭力控制:接受用戶輸入的扭力命令，并將其轉(zhuǎn)換為Id、Ig 電流命令;
(2)TISDFM模塊: 設(shè)定OSR(Over Samping Rate)，sinckFilter，接受后級(jí)SDFMIC之 Clock 與Data 訊號(hào)，解出相電流;
(3)電流校正:通過(guò)調(diào)節(jié)得到電流傳感器之線性誤差校正量(Gain/Ofset)，并在此補(bǔ)償于相電流上:
(4)坐標(biāo)轉(zhuǎn)換:通過(guò)Clarke 與 Park 轉(zhuǎn)換將三相電流轉(zhuǎn)換為Id與Iq 電流反饋;
(5)電流控制: d-q軸各有一組 PI控制器，并加入d-q合控件將 d-q 軸電流誤差計(jì)算后輸出 d-q 軸電壓命令:
(6)反坐標(biāo)轉(zhuǎn)換:根據(jù)轉(zhuǎn)子位置或扭力命令之頻率，將 d-q軸電壓命令轉(zhuǎn)換為固定坐標(biāo)系的 alpha-beta 電壓命令;
(7)SVPWM模塊:通過(guò) Space-Vector PWM 技巧，將電壓命令轉(zhuǎn)換為功率模塊三臂開(kāi)關(guān)時(shí)間;
(8)TICPWM模塊:根據(jù)設(shè)定的死區(qū)時(shí)間與PWMcompare計(jì)算出六個(gè)開(kāi)關(guān)之on-of 訊號(hào)，輸出給功率部分。
4、伺服驅(qū)動(dòng)器低速抖動(dòng)解決方案
在實(shí)際速度閉回路控制模式下，在低速情況下(50-100rpm)控制永磁同步電機(jī)(PMSM)時(shí)刻，發(fā)現(xiàn)三相電流ABC反饋值不平衡，其中C相電流相比于UV 相，電流值僅為UV 相電流的75%，由此需要確認(rèn)IPM六個(gè)開(kāi)關(guān)之推動(dòng)信號(hào) Vge 是否相同，因封裝于IPM內(nèi)部的Vge 無(wú)法量測(cè)，故量測(cè)了供給IPM上的bootstrap自舉電容的跨壓，發(fā)現(xiàn)AB兩相的自舉電容兩端跨壓比C相小，A B兩相約為12.6~14.3V，C相則為15.1~16.6V 左右，由此發(fā)現(xiàn)因目前架構(gòu)中采用兩相電流 Ia Ib 采樣電路，Ic 依據(jù)電流和為0，計(jì)算得出，16v 作為自舉電路的充電電源同時(shí)也給 SDFM供電，導(dǎo)致三相充電速率表現(xiàn)不一致，進(jìn)而造成微小的相電流損耗(約20mA)，目前提出將SDFM元件的電源修改為5V獨(dú)立電源，而三相的自舉電路電源 bootstrap 都是自舉電容供電，發(fā)現(xiàn)三相電流變?yōu)槠胶猓鐖D3所示，低頻抖動(dòng)消失，判斷此種供電方式可以有效的解決低速抖動(dòng)，控制效果不佳的問(wèn)題
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